具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

如图1所示，一种基于能量管理的射频能量采集系统，包括天线和射频前端，所述天线的输出端口与所述射频前端的输入端连接，所述天线为非50欧姆阻抗的天线，所述天线与所述射频前端协同耦合；所述射频能量采集系统还包括阻抗自适应调节模块、负载隔离及充放电控制模块、线性稳压模块、开关K、检测电容C11和储能电容C12；所述检测电容C11的容值小于所述储能电容C12的容值；所述射频前端的输出端与所述阻抗自适应调节模块的输入端连接，所述阻抗自适应调节模块的输出端与所述射频前端连接；所述射频前端的输出端还与所述检测电容C11的一端连接，所述检测电容C11的另一端接地；所述射频前端的输出端还通过所述开关K分别与所述储能电容C12的一端以及所述负载隔离及充放电控制模块连接，所述储能电容C12的另一端接地，所述开关K受控于所述阻抗自适应调节模块，所述线性稳压模块连接在所述负载隔离及充放电控制模块的输出端上；

所述天线，其用于俘获射频信号，并将俘获的所述射频信号发送给所述射频前端；

所述射频前端，其用于将所述天线发送过来的射频信号进行整流，并输出整流输出信号Vrect；

所述检测电容C11，其用于在所述射频前端输出的整流输出信号Vrect的驱动下充电，并给所述阻抗自适应调节模块供电；

所述阻抗自适应调节模块，其用于根据所述射频前端输出的整流输出信号Vrect对所述射频前端的阻抗进行自适应调节，使所述射频前端的阻抗与所述天线的阻抗达到最佳的共轭匹配；

所述阻抗自适应调节模块，其还用于在上电过程中控制所述开关K打开，使所述射频前端输出的整流输出信号Vrect对所述储能电容C12进行预充电；还用在阻抗自适应调节过程中控制所述开关K关闭，使所述储能电容C12处于预充电状态；还用于在阻抗自适应调节完成后控制所述开关K打开，使所述射频前端输出的整流输出信号Vrect对所述储能电容C12继续充电；

所述负载隔离及充放电控制模块，其用于隔离负载，使自身的负载与所述阻抗自适应调节模块的负载保持一致；还用于在所述储能电容C12的储能电压值达到既定电压值之后，对所述储能电容C12的充放电过程进行管理，输出供电电压；

所述线性稳压模块，其用于对所述负载隔离及充放电控制模块输出的供电电压进行稳压，输出稳定的电源电压。

下面对天线、射频前端、阻抗自适应调节模块、负载隔离及充放电控制模块和线性稳压模块分别进行具体说明。

天线：

在本发明中，所述天线具体为偶极子差分天线，其用于俘获射频信号，并将俘获的所述射频信号以幅度相等且相位相反的两个交流信号发送给所述射频前端。差分天线具体是阻抗为特定高Q值非50欧姆标准天线，其与射频前端的阻抗直接进行共轭匹配，免除标准50欧姆阻抗匹配网络，进而减少了匹配50欧姆的损耗。

射频前端：

所述射频前端包括差分整流器和CTC结构开关电容阵列。

在本发明中，所述差分整流器，其用于将所述差分天线发送的两个交流信号转换成直流信号并输出整流输出信号Vrect。所述差分整流器具体为四管差分整流器，其主要由两个PMOS管和两个NMOS管构成差分整流器，主要原理为多级四管差分对组成，每级四管差分对，形成类似二极管整流的结构。

具体的，如图2所示，所述差分整流器包括多级四管差分对，每级所述四管差分对均与所述差分天线的两个输出端口连接；任一级所述四管差分对中均包括第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3、第四晶体管M4、第一电容C13和第二电容C14；在任一级所述四管差分对中，所述第一晶体管M1的漏极、第三晶体管M3的漏极、所述第二晶体管M2的栅极以及所述第四晶体管M4的栅极连接在一起后通过所述第一电容C13连接在所述差分天线的一个输出端口上，所述第一晶体管M1的栅极、第三晶体管M3的栅极、所述第二晶体管M2的漏极以及所述第四晶体管M4的漏极连接在一起后通过所述第二电容C14连接在所述差分天线的另一个输出端口上；在相邻两级所述四管差分对中，上一级四管差分对中的第三晶体管M3的源极、第四晶体管M4的源极以及下一级四管差分对中的第一晶体管M1的源极、第二晶体管M2的源极连接在一起；在第一级所述四管差分对中，第一晶体管M1的源极以及第二晶体管M2的源极接地；在最后一级所述四管差分对中，所述第三晶体管M3的源极以及第四晶体管M4的源极共同输出所述整流输出信号Vrect。在图2中，ANT1和ANT2分别用于连接在差分天线的两个输出端口上。

进一步具体的，任一级所述四管差分对中，第一电容C13和第二电容C14的容值相等，且均为一个单位电容的容值。任一级所述四管差分对中，第一晶体管M1和第二晶体管M2的均为NMOS晶体管，第三晶体管M3和第四晶体管M4的均为PMOS晶体管。在本具体实施例中，差分整流器的四管差分对设有五级，在其他实施例中，四管差分对可以设为六级、七级等，其根据需要合理设置。

在本发明中，所述CTC结构开关电容阵列，其用于根据开关管的通断来决定加入单位电容的数量，并利用加入单位电容的数量对所述射频前端的阻抗进行调整，且使所述射频前端的阻抗与所述差分天线的阻抗实现共轭匹配。本发明中的CTC结构开关电容阵列主要原理为通过对称结构的电容-开关管-电容构成CTC结构的电容阵列，通过加在开关管栅极上的开关信号，控制开关管的开闭，继而控制电容是否加入到电路中，完成对电路阻抗的改变。

具体的，所述CTC结构开关电容阵列包括多级CTC结构开关电容，每级所述CTC结构开关电容均包括第一单位电容、第二单位电容和开关管；在任一级所述CTC结构开关电容中，所述第一单位电容的一端连接在所述差分天线的一个输出端口上，所述第一单位电容的另一端连接在所述开关管的漏极上，所述开关管的源极连接在所述第二单位电容的一端上，所述第二单位电容的另一端连接在所述差分天线的另一个输出端口上，所述开关管的栅极与所述阻抗自适应调节模块连接。

优选的，每级所述CTC结构开关电容还均包括泄放管，在任一级所述CTC结构开关电容中，所述开关管的栅极通过所述泄放管与所述阻抗自适应调节模块连接；具体的，在任一级所述CTC结构开关电容中，所述开关管的栅极与所述泄放管的源极连接，所述泄放管的漏极接地，所述泄放管的栅极与所述阻抗自适应调节模块连接；

优选的，每级所述CTC结构开关电容还均包括第一偏置管和第二偏置管，在任一级所述CTC结构开关电容中，所述开关管的栅极分别与所述第一偏置管的栅极以及所述第二偏置管的栅极连接，所述第一偏置管的漏极以及所述第二偏置管的漏极分别与所述开关管的源极和漏极对应连接，所述第一偏置管的源极以及所述第二偏置管的源极均接地。

进一步具体的，第一单位电容和第二单位电容均为MOM电容，开关管为NMOS开关管，第一偏置管和第二偏置管均为NMOS偏置管，泄放管为PMOS泄放管。偏置管用于平衡开关管源漏两端电压，保持两端直流电平一致，对于浮地差分结构起到平衡电压的作用；泄放管用于泄放开关管栅极耦合的电压，确保上电过程中，所有开关闭合。CTC结构开关电容阵列中CTC结构开关电容设有多级，阻抗调节的次数可调，调节次数多，调节精度高，可调范围大。

PMOS泄放管主要用于在上电过程中，保证所述CTC结构开关电容阵列的栅上不会耦合交流电压，当阻抗自适应调节模块开始工作之后，即基准使能信号到来，PMOS泄放管关闭，使得CTC结构开关电容阵列受阻抗自适应调节模块的控制(具体为受阻抗自适应调节模块中的计数输出单元控制)。

在具体实施例中，如图3所示，所述CTC结构开关电容阵列包括五级CTC结构开关电容(在其他实施例中，CTC结构开关电容阵列中CTC结构开关电容的级数可以设置为数值，例如六级、七级等等，其根据实际需要合理设置)。在第一级CTC结构开关电容中：第一单位电容和第二单位电容均为Cap，开关管为M11，第一偏置管为M12，第二偏置管为M13，泄放管为M14。在第二级CTC结构开关电容中：第一单位电容和第二单位电容均为2*Cap，开关管为M21，第一偏置管为M22，第二偏置管为M23，泄放管为M24。在第三级CTC结构开关电容中：第一单位电容和第二单位电容均为4*Cap，开关管为M31，第一偏置管为M32，第二偏置管为M33，泄放管为M34。在第四级CTC结构开关电容中：第一单位电容和第二单位电容均为8*Cap，开关管为M41，第一偏置管为M42，第二偏置管为M43，泄放管为M44。在第五级CTC结构开关电容中：第一单位电容和第二单位电容均为16*Cap，开关管为M51，第一偏置管为M52，第二偏置管为M53，泄放管为M54。在图3中，ANT1和ANT2分别用于连接在差分天线的两个输出端口上。

其中，第一单位电容和第二单位电容均为同层金属插指形式构造的MOM电容，可以做到很小，适合高灵敏度标签高精度调节；本发明根据系统阻抗调节范围进行分析，最终确定单位电容的容值为5fF，即图3中Cap的电容大小为5fF，另外每一级电容值按照二进制递增，如图3中所示依次为1*Cap、2*Cap、4*Cap、8*Cap和16*Cap，这样就可以满足五位二进制调节，一共可以调节32次；单位电容被设计成二进制加权，来最小化支路的数量。采用二元加权单位电容，为了保持相同的Q因子，开关管和偏置管的栅宽同样需要进行了二进制加权，以保持恒定的开关速度。其中，开关管和偏置管(包括第一偏置管和第二偏置管)的W/L尺寸逐级翻倍，对于开关管的尺寸来说，目前对于高Q的整理器阻抗调整，其开关管尺寸首级finger＝6，最高级finger＝96，存在尺寸过大的问题，尝试降低一半尺寸，单独仿真第一级的CTC结构开关电容，发现第一级打开时的Q值降低，大概为50左右。最后可取折中首级finger＝4，尽量减小最后一级的尺寸，又避免Q值太低对差分整流器效果产生大的插损。

泄放管主要是在系统上电过程中，确保CTC结构开关电容阵列的栅电位维持在低点位状态，即所有开关管和偏置管关闭，所有单位电容均未加入到电路中，主要是解决单位电容浮栅应力问题，通过大量的仿真分析，发现MOS管有种类似整流效果的电路，导致在接入交流信号时，NMOS开关管的栅极上会积累电压，NMOS开关管栅极上的电压泄放不掉，导致电压一直在增加。由于栅极上接的是计数输出单元的输出端，输出为标准MOS管的反相器的输出，系统启动阶段，反相器的输入和电源电压都很低，标准MOS管的反相器无法在电路启动时将栅极上的电压漏掉。基于上述分析，在多级CTC结构开关电容阵列的栅极上连接PMOS泄放管的源极，PMOS泄放管漏极接地，PMOS泄放管栅极上接阻抗自适应调节模块中的计数输出单元的使能信号(参见下述阻抗自适应调节模块的具体介绍)，计数输出单元在工作之前，栅上的电压通过PMOS泄放管下拉到地，当使能信号反转为高电平的时候，计数输出单元开始工作，NMOS开关管栅极上的电压可以通过计数输出单元的反相器进行充放电，从而完成对单位电容阵列的调节。

阻抗自适应调节模块：

在本发明中，所述阻抗自适应调节模块，其用于根据所述差分整流器输出的整流输出信号Vrect控制所述CTC结构开关电容阵列中开关管的通断。由于自适应阻抗调节功能的无源低功耗标签芯片阻抗Q值比较大，甚至其Q值可大于100，这就需要差分天线也要达到相对应的阻抗值和Q值，才能达到高灵敏度、远距离标签的要求；另外针对Q值较高的阻抗来说，差分天线和射频前端阻抗匹配度更为敏感，特别是对阻抗的虚部，虚部变化1％左右将导致整流输出电压变化10％左右，对于阻抗匹配要求更加严格，这就需要阻抗自适应调节模块来进行调整，从而纠正由于环境工艺等因素导致的阻抗失配，实现对能量的最大功率获取，继而完成对高灵敏度、超远距离标签的性能要求。

具体的，如图4所示，所述差分整流器的输出端上连接有储能电容C12，所述差分整流器输出的整流输出信号Vrect用于对所述储能电容进行充电，并输出至所述阻抗自适应调节模块，为阻抗自适应调节模块进行供电；其中，所述储能电容的充电过程称为上电过程；所述阻抗自适应调节模块包括时钟产生单元、启动单元、时序调整单元、比较调整单元和计数输出单元。另外，差分整流器的输入端ANT1和ANT2分别与差分天线的两个输出端口连接，五位二进制CTC结构开关电容阵列的输入端ANT1和ANT2也分别与差分天线的两个输出端口连接。

进一步具体的：

所述时钟产生单元，其用于在所述差分整流器输出的整流输出信号Vrect驱动下产生基准时钟信号CLK以及一个相对所述整流输出信号Vrect延时的时钟稳定使能信号VENO。具体的，所述时钟产生单元包括电流基准电路和震荡电路；所述电流基准电路，其用于在所述整流输出信号Vrect驱动下产生电流基准；所述震荡电路，其用于在所述电流基准的驱动下对电容充放电，产生时钟震荡信号；其中，所述时钟震荡信号包括所述基准时钟信号CLK以及所述时钟稳定使能信号VENO。

所述启动单元，其用于在上电过程中，基于所述基准时钟信号CLK和所述时钟稳定使能信号VENO，通过采样比较所述差分整流器在一个时钟周期的起始时刻和终止时刻输出的整流输出信号Vrect，来判定上电过程是否完成，且在上电过程完成时产生并输出上电完成使能信号VEN1；具体的，所述启动单元包括第一采样保持电路、第一钟控误差比较电路和第一RS锁存器电路；所述第一采样保持电路，其用于在所述基准时钟信号CLK和所述时钟稳定使能信号VENO的激励下，对所述差分整流器输出的整流输出信号Vrect进行采样，并将采样的所述整流输出信号Vrect保持一个时钟周期，得到采样保持信号Vsh，且输出给所述第一钟控误差比较电路；所述第一钟控误差比较电路，其用于将所述差分整流器在本时钟周期输出的整流输出信号Vrect与所述第一采样保持电路输出的上一时钟周期的采样保持信号Vsh进行比较，且当所述差分整流器在本时钟周期输出的整流输出信号Vrect与所述第一采样保持电路输出的上一时钟周期的采样保持信号Vsh之间的差值在预设范围内时，输出电压翻转信号；所述第一RS锁存电路，其用于对所述第一钟控误差比较电路输出的电压翻转信号进行锁存，产生上电完成使能信号VEN1。

所述时序调整单元，其用于基于所述整流输出信号Vrect和所述上电完成使能信号VEN1，将所述基准时钟信号CLK转换成两个频率相同且有预设延迟的采样保持时钟信号CLK2和比较时钟信号CLK2A以及一个计数使能信号VEN2；具体的，所述时序调整单元包括锁存延迟电路；所述锁存延迟电路，其用于在所述整流输出信号Vrect的驱动下，将所述基准时钟信号CLK进行延时处理，且延时至所述上电完成使能信号VEN1之后，产生两个频率相同且相差一个时钟周期延迟的采样保持时钟信号CLK2和比较时钟信号CLK2A，还产生一个计数使能信号VEN2；其中，所述比较时钟信号CLK2A比所述采样保持时钟信号CLK2提前一个时钟周期，但都在上电完成使能信号VEN1产生之后。

所述比较调整单元，其用于基于所述上电完成使能信号VEN1、所述采样保持时钟信号CLK2和所述比较时钟信号CLK2A，对所述差分整流器输出的整流输出信号Vrect进行采样保持并比较判断，输出计数信号Vcount，且产生调整结束使能信号VEN3和电位信号VDD2；还用于根据所述电位信号VDD2控制所述时钟产生单元关闭；具体的，所述比较调整单元包括第二采样保持电路，第二钟控误差比较电路、第二RS锁存器电路和反相逻辑电路；所述第二采样保持电路，其用于在所述采样保持时钟信号CLK2和所述上电完成使能信号VEN1的激励下，对所述差分整流器输出的整流输出信号Vrect进行采样，并将采样的所述整流输出信号Vrect保持一个时钟周期，得到采样保持信号Vsh，且输出给所述第二钟控误差比较电路；所述第二钟控误差比较电路，其用于在所述比较时钟信号CLK2A的激励下，将所述差分整流器在本时钟周期输出的整流输出信号Vrect与所述第二采样保持电路输出的上一时钟周期的采样保持信号Vsh进行比较，产生计数信号Vcount；其中，当所述差分整流器在本时钟周期输出的整流输出信号Vrect高于所述第二采样保持电路输出的上一时钟周期的采样保持信号Vsh时，则所述计数信号Vcount翻转一次；当所述差分整流器在本时钟周期输出的整流输出信号Vrect低于所述第二采样保持电路输出的上一时钟周期的采样保持信号Vsh时，则所述计数信号Vcount不翻转；所述第二RS锁存电路，其用于当所述差分整流器在本时钟周期输出的整流输出信号Vrect第一次低于所述第二采样保持电路输出的上一时钟周期的采样保持信号Vsh时，产生用于关闭所述自适应调整模块的调整结束使能信号VEN3以及用于关闭所述时钟产生单元的电位信号VDD2，并锁存所述调整结束使能信号VEN3和所述电位信号VDD2；所述反相逻辑电路，其用于将所述第二钟控误差比较电路产生的所述计数信号Vcount进行反向逻辑处理，使反向逻辑处理后的所述计数信号Vcount相对所述采样保持时钟信号CLK2延迟半个时钟周期，并将反向逻辑处理后的所述计数信号Vcount输出至所述计数输出单元。

所述计数输出单元，其用于基于所述计数使能信号VEN2和所述整流输出信号Vrect，对所述计数信号Vcount进行分频处理，得到多位二进制控制信号，并将多位所述二进制控制信号输出至所述CTC结构开关电容阵列，且通过多位所述二进制控制信号控制各级所述CTC结构开关电容中开关管的通断，来决定所述CTC结构开关电容阵列中加入单位电容的数量，从而完成对射频前端的自适应阻抗调整，进而使所述射频前端的阻抗与所述差分天线的阻抗实现共轭匹配；其中，所述二进制控制信号的位数与所述CTC结构开关电容阵列中所述CTC结构开关电容的级数相等；具体的，所述计数输出单元包括逻辑电路和分频电路；所述逻辑电路，其用于产生多位分频使能信号；所述分频电路，其用于在所述计数使能信号VEN2和所述整流输出信号Vrect的驱动下，且在多位所述分频使能信号的辅助下，将所述计数信号Vcount进行分频处理，得到多位二进制控制信号，并将多位所述二进制控制信号输出至所述CTC结构开关电容阵列，且通过多位所述二进制控制信号控制各级所述CTC结构开关电容中开关管的通断，来决定所述CTC结构开关电容阵列中加入单位电容的数量，从而完成对射频前端的自适应阻抗调整，进而使所述射频前端的阻抗与所述差分天线的阻抗实现共轭匹配。

阻抗自适应调节模块的工作过程如下：时钟产生单元在整流输出信号Vrect的驱动下，通过电流基准为对称的电容充放电形成震荡，从而产生基准时钟信号CLK以及一个时钟稳定使能信号VEN0；启动模块在标签上电过程中，采样比较前一时刻T-t(t为一个时钟周期)的整流输出信号Vrect和一个时钟周期之后的T时刻的整流输出信号Vrect，当判决出两次整流输出信号Vrect接近或者相同时，则判断上电已达到稳定值，继而产生上电完成的上电完成使能信号VEN1；时序调整单元为方便后续比较调整单元的时钟信号互不干扰，完成逻辑判读，通过逻辑延迟处理的方式，把基准时钟信号CLK转换成两个频率相同有一定延迟的采样保持时钟信号CLK2和比较时钟信号CLK2A，以及一个计数使能信号VEN2；比较调整单元在时序调整单元产生的采样保持时钟信号CLK2和比较时钟信号CLK2A的作用下，完成对差分整流器输出的整流输出信号Vrect的采样保持和比较判断，将判断结果通过计数信号Vcount输出，并且产生调整结束使能信号VEN3和电位信号VDD2，当调整结束后，电位信号VDD2电位下拉到地，时钟产生单元关闭，整个阻抗自适应调节模块只有计数输出单元保存数据，极大的降低了功耗；计数输出单元通过逻辑分频对比较调整单元产生的计数信号Vcount在一定逻辑下进行分频处理，将计数信号Vcount转化为五位二进制控制信号(此实施例采用的是五级CTC结构开关电容阵列，所以这里是五位二进制控制信号；具体的，如果CTC结构开关电容阵列为n级，那么就会转化为n位二进制控制信号；)，从低位到高位分别为C1、C2、C3、C4和C5，这五位二进制控制信号分别连接到CTC结构开关电容阵列中各级的开关管的栅上，从而控制开关管的开闭，完成对射频前端的自适应阻抗调节。

在本发明中，阻抗自适应调节模块的工作电压很低，能够在很低电压下开始工作进行调整，更好的适应了高灵敏度、远距离标签工作环境，且其具有逻辑简单但不失严谨的特点，在满足功能的前提下，功耗极低，而且只需要一次调整过程，便可以将标签阻抗调整到最佳，并且在调整完之后，自适应模块关闭，只保留计数器输出数据，极大降低标签工作的功耗，功耗和差损极低，远低于匹配网络的差损。

在本发明中，所述开关K受控于所述上电完成使能信号VEN1和所述调整结束使能信号VEN3。具体的，当时钟稳定使能信号VENO产生直至上电完成使能信号VEN1产生的这段时间内，控制所述开关K打开，使所述射频前端输出的整流输出信号Vrect对所述储能电容C12进行预充电；在上电完成使能信号VEN1产生直至调整结束使能信号VEN3产生的这段时间内，控制所述开关K关闭，使所述储能电容C12处于预充电状态；在调整结束使能信号VEN3产生后，控制所述开关K打开，使所述射频前端输出的整流输出信号Vrect对所述储能电容C12在预充电的状态下继续充电。也就是说，上电完成使能信号VEN1和调整结束使能信号VEN3是开关K动作的触发条件。

阻抗自适应调节电路的的功耗极低，其由射频前端输出的整流输出信号Vrect供电；检测电容C11单独给阻抗自适应调节电路供电，其电容值相对于储能电容C12储能电容值较小，方便短时间内检测整流输出电压变化。在整流输出信号Vrect给储能电容C12的充电路径上设置一个开关K，其开关状态受阻抗自适应调节模块的控制，即电路开始上电之后，开关K打开，射频前端开始给检测电容C11和储能电容C12充电(储能电容C12为预充电)，当充电达到动态平衡后，射频前端的整流输出信号Vrect不再变化，阻抗自适应调节模块开始工作，并关闭开关K，使储能电容C12保持预充电状态，切断储能电容C12的充电是为了方便阻抗自适应自调节模块采样比较，并调整射频前端的阻抗；当射频前端的阻抗调整完毕之后，阻抗自适应调节模块停止工作，锁定当前最佳匹配状态，并输出使能信号将整流输出信号Vrect与储能信号之间的开关K再次打开，此时两个电容(检测电容C11和储能电容C12)存在电位差，也就存在电荷转移过程；由于储能电容C12存在预充电过程，所以阻抗自适应调节模块的电源电压(检测电容C11输出的电压)仍然可以支持锁存工作，保持最佳匹配状态。

负载隔离及充放电控制模块

在本发明中，如图5所示，所述负载隔离及充放电控制模块包括第一基准电压单元、分压单元、连续比较器和反相单元；

所述第一基准电压单元，其用于在所述储能电容C12输出的储能电压的驱动下产生一个对储能电压和温度都不敏感的基准电压，并输出至所述连续比较器中；第一基准电压单元采用低压低功耗基准电路，其主要原理为通过一个不受电源电压影响，或者说对电源电压不敏感的电流，然后通过输出电路进行温度系数补偿，产生一个与电源电压和温度都不敏感的基准电压。

所述分压单元，其用于将所述储能电容C12输出的储能电压进行分压，产生两个不同比例的分压电压，并择一的输出至所述连续比较器中；分压单元主要采用电阻分压形式，产生两个不同比例的分压电压值，供后续连续比较器选择。

所述连续比较器，其用于将所述第一基准电压单元输出的基准电压与所述所述分压单元输出的分压电压分压进行比较，输出比较结果；其中，所述比较结果用于表征所述储能电容C12的储能电压值是否达到既定值；连续比较器主要原理为采用一个伪差分结构，第一基准电压单元输出的基准电压为其偏置电压，比较储能电压分压输出，来判断储能电压是否达到既定值。

所述反相单元，其用于根据所述连续比较器输出的比较结果对所述储能电容C12的充放电过程进行管理，输出供电电压；反相单元主要原理为在储能电容缓慢充电的过程中(预充电)，降低反相器导通电流(充电过程很长，反相器有较长时间处于导通状态)，反相单元在输入较高或者低时上边的NMOS和下边的PMOS管处于super-cutoff状态，防止连续比较器输出在上升阶段有大幅度导通电流(将翻转漏电控制在pA级)。

具体的，如图5所示，所述分压单元包括分压网络和数据选择器，所述反相单元包括动态漏电抑制器、反相器和晶体管M；所述第一基准电压单元的输入端以及所述分压网络的输入端均与所述储能电容C12的充放电端连接，所述第一基准电压单元的输出端与所述连续比较器的反向输入端连接，所述分压网络的输出端通过所述数据选择器与所述连续比较器的正向输入端连接，所述连续比较器的输出端依次通过所述动态漏电抑制器以及所述反相器与所述晶体管M的栅极连接，所述动态漏电抑制器的输出端连接在所述数据选择器的选择信号输入端上，所述晶体管M的源极连接在所述储能电容C12的充放电端上，所述晶体管的漏极输出所述供电电压。

为了降低功耗以及电路复杂度，连续比较器采用一个伪差分结构，采用第一基准电压电路输出的基准电压Vref为偏置电压；连续比较器一端接基准电压Vref，另外一端接储能电压的分压，然后进行比较，以此来判断储能电容C12的储能电压值是否已经达到可供后级电路工作的水平；当储能电压的分压值高于基准电压Vref时比较强翻转，控制信号EN跳变至0，晶体管M打开，后级电路开始工作，完成一个周期的工作；当储能电容C12的储能电压值降低到一定值时，连续比较器再次翻转，EN信号拉高，晶体管M关闭，储能电容C12回到下一周期的充电状态。

在本发明中，负载隔离及充放电控制模块与阻抗自适应调节模块的系统架构合理设计，检测电容C11与阻抗自适应调节模块连接，储能电容C12与整流输出信号Vrect之间通过开关信号控制，储能电容C12采用预冲电的方式，避免了开关K切换过程电源不稳定的影响。阻抗自适应调节模块与负载隔离及充放电控制模块的状态切换，通过负载隔离及充放电控制模块隔离负载电路，负载隔离及充放电控制模块的负载与阻抗自适应调节模块的负载基本一致，状态转换之后，整体电路仍然处在最佳匹配状态。

线性稳压模块

在本发明中，如图6所示，所述线性稳压模块包括第二基准电压单元、误差放大单元、调整管和反馈网络；

所述第二基准电压单元，其用于在所述负载隔离及充放电控制模块输出的供电电压的驱动下产生一个对供电电压和温度都不敏感的基准电压，并输出至所述误差放大单元中；第二基准电压单元与第一基准电压单元的原理是一样的。

所述误差放大单元，其用于将所述第二基准电压单元输出的基准电压与所述反馈网络输出的反馈电压进行比较，得到误差信号，并根据所述误差信号控制所述调整管的导通程度；误差放大单元的主要原理为使用负阻结构的运放来提高环路增益，实现高精度；通过使用ESR电阻补偿的方法使系统稳定；同时使用了相位超前网络，来提供一个极点和一个更低频的零点，来提供相位裕度，来提高系统的相位裕度。

所述调整管，其用于在所述误差放大单元的控制下输出稳定的电源电压；调整管的主要原理是受误差放大单元产生的输出信号的控制，控制调整管的导通程度，进而保证了得到稳定的电源电压。

所述反馈网络，其用于通过电阻分压的方法将所述调整管输出的电源电压按照分压比例得到所述反馈电压。

具体的，如图6所示，所述反馈网络包括电阻R1和电阻R2；所述第二基准电压单元的输入端连接在所述负载隔离及充放电控制模块的输出端上，所述第二基准电压单元的输出端连接在所述误差放大单元的正向输入端上，所述误差放大单元的电压输出端与所述调整管的电压输入端连接，所述误差放大单元的误差信号输出端与所述调整管的受控端连接，所述调整管的输出端输出所述电源电压，所述调整管的输出端依次通过所述电阻R1和所述电阻R2接地，所述电阻R1与所述电阻R2的公共连接端连接在所述误差放大单元的反向输入端上。

进一步的，所述线性稳压模块还包括基准电流单元，所述基准电流单元，其用于在所述负载隔离及充放电控制模块输出的供电电压的驱动下，采用正负温度系数补偿的方法产生稳定的基准电流，为误差放大单元提供电流基准；基准电流单元主要包括启动电路、正温度系数电流产生电路、负温度系数电流产生电路和电流求和输出电路；其通过采用正负温度系数补偿的方法产生零温度系数的基准电流。

在本发明中，由于存在负载隔离及充放电控制模块，其将负载电路隔离，此时射频前端和差分天线仍然处于最佳匹配状态，为储能电容C12快速充电；所述负载隔离及充放电控制模块监测储能电容C12的储能电压值，当储能电容C12的储能电压值达到既定电压值之后开启后级电路，此时储能电容C12放电，为后级电路提供能量，当后级电路完成一次功能之后，负载隔离及充放电控制模块关闭放电通路，此时储能电容C12开始充电，如此循环；因为储能电容C12是通过负载隔离及充放电控制模块进行充放电的工作模式，负载隔离及充放电控制模块的输出电压不稳定，所以采用线性稳压模块稳定从负载隔离及充放电控制模块中输出的供电电压，为后续电路和数字基带提供稳定的电源电压。

基于以上具体的解释说明，以下对本发明一种基于能量管理的射频能量采集系统进行仿真说明。

通过改变阻抗对本发明一种基于能量管理的射频能量采集系统进行前期仿真，其仿真结果如图7所示，图7中横坐标为CTC结构开关电容阵列中打开单位电容的数量，纵坐标为整流输出电压，当CTC结构开关电容阵列全关时整流输出为400mv，通过依次手动调CTC结构开关电容阵列，即射频前端的阻抗逐次逼近差分天线共轭阻抗，整流输出电压从0.4V逐渐增加到1.07V左右，随着射频前端阻抗再次变化，与差分天线匹配度下降，继而整流输出下降，根据理论分析和仿真结果显示其整流输出电压为单峰变化，即仅存在一个最大值点。另外通过仿真加入CTC结构开关电容阵列的损耗，其CTC结构开关电容阵列全部加入的差损为0.5084dBm，全部不加入的差损为0.1345dBm。另外，差分天线和射频前端阻抗失配下，调节CTC结构开关电容阵列的谐振点随CTC结构开关电容数量变化趋势如图8所示，其中，00000状态即CTC结构开关电容阵列中所有CTC结构开关电容未加入电路中,其谐振点未在922.5MHz，随着加入CTC结构开关电容数量的变化，谐振点依次逐渐靠近922.5MHz；基于上述仿真得出阻抗自适应调节模块的可行性。

在本发明一种基于能量管理的射频能量采集系统中，阻抗调节算法简要流程如图9所示，首先检测差分整流器的输出电压，因为系统上电过程中，要给储能电容C12充电，此过程是为了检测整流输出电压达到稳定状态，当检测到整流输出电压稳定之后，计数加一，保持住T时刻整流电压值，CTC结构开关电容阵列打开第一级开关管，加入一级单位电容，调整射频前端阻抗，之后整流输出电压会发生对应的变化，检测T+t(此处t为一个时钟周期)时刻整流输出电压，即比较调整开关之后的整流输出电压和未调整之前的整流输出电压，当判断调整之后即T+t时刻的整流输出电压大于未调整时即T时刻的整流输出电压，计数继续加一，循环上述流程；当判断调整之后即T+t时刻的整流输出电压小于未调整时即T时刻的整流输出电压，则做出下一指令，关闭阻抗自适应调节模块，锁定保持计数输出单元数据，并结束调整，此时完成了整个阻抗调整流程，达到了最佳匹配点。

下面基于图4所示的结构对本发明的工作原理进行详细解释说明。

首先差分天线收集射频信号，然后差分整流器将差分天线收集的射频信号转换为直流信号并输出整流输出信号Vrect，即图4所示的整流输出信号Vrect；整流输出信号Vrect将为测电容C1和储能电容C12充电，所以系统会有个上电过程，使得使检测电容C11和储能电容C12达到稳定，由于阻抗自适应调节模块工作电压很低，系统上电过程中就会在整流输出信号Vrect的作用下工作。首先时钟产生单元将产生基准时钟信号CLK，并在基准时钟信号CLK下，检测整流输出信号Vrect，通过采样保持判断整流输出信号Vrect是否稳定，防止系统上电过程中后级比较调整单元误判断；一旦检测到整流输出信号Vrect稳定之后，上电完成使能信号VEN1产生，并关闭开关K，方便检测整流输出信号Vrect的变化，时序调整单元产生一对相互延迟一个时钟周期的采样保持时钟信号CLK2和比较时钟信号CLK2A；采样保持时钟信号CLK2为后续采样时钟，比较时钟信号CLK2A为后续比较时钟，即比较时钟比采样时钟提前一个时钟周期；但是计数输入的信号在计数使能信号VEN2之后产生，即使进行了比较采样，但是此时计数器还未工作，计数器输出仍然保持为零，五位二进制CTC结构开关电容阵列中的单位电容均关闭未加入电路，当计数使能信号VEN2到来开始变化，计数信号Vcount首次加一，采样比较计数信号Vcount加一之前和加一之后的整流输出信号Vrect，如此循环，直到检测到整流输出信号Vrect降低，产生关闭阻抗自适应调节模块的调整结束使能信号VEN3，并锁存数据，再次打开开关k，为储能电容C12继续充电，阻抗结束调整过程，此时射频前端与差分天线完成了最优能量传输。

图10为本发明一种基于能量管理的射频能量采集系统中各信号的时序图；具体的，VEN1为系统上电稳定的使能信号，即上电完成使能信号；VEN2为计数器工作的使能信号，即计数使能信号，其用于驱动5位二进制的CTC结构开关电容阵列中PMOS泄放管，保证上电过程中NMOS开关管栅电压不会积累；CLK2A为比较时钟信号；CLK2为采样保持时钟信号；Vcoun为比较调整单元中比较器输出结果经过使能信号处理过之后的计数信号，计数信号Vcount输出至计数输出单元中，C1为计数输出单元中第一位计数器输出结果(此处忽略高位C2、C3、C4、C5，这五位二进制控制信号分别连接到五级CTC结构开关电容阵列的开关管栅极，从而控制开关管的开闭)，通过计数信号Vcount进行逻辑分频处理，VEN3为调整结束使能信号，Vrect为整流输出信号，Vsh为采样保持信号。上电完成使能信号VEN1翻转为高电平之后，表明整流输出达到稳定，开始后续调整，并产生后续比较时钟信号CLK2A和采样保持时钟信号CLK2，在比较时钟信号CLK2A的上升沿进行比较整流输出信号Vrect和采样保持信号Vsh，因为采样保持时钟信号CLK2比比较时钟信号CLK2A晚一个时钟周期，所以T0时刻的整流输出信号Vrect一定比采样保持信号Vsh要高，比较结果为计数器首次加一，计数信号Vcount开始翻转输出，通过逻辑处理将计数信号Vcount延迟半个时钟周期，正好在采样保持时钟信号CLK2的低电平发生翻转，即采样保持时钟信号CLK2在时钟高电平进行采样，在时钟低电平计数器输出结果，调整开关管，将采样保持和调整开关管放在不同的时间段完成，避免了交叉错误；即在T0-T1阶段，对差分整流器输出的整流输出信号Vrect进行采样，此时的采样整流输出信号Vrect对应CTC结构开关电容阵列的五位二进制控制信号为00000；T1-T2阶段，采样保持信号为Vsh(00000状态)，并且此阶段打开一个单位电容，射频前端阻抗发生变化，差分整流器的输出开始调整，最终达到CTC结构开关电容阵列在00001状态下的整流输出信号Vrect(00001状态)；在T2时刻，将采样保持信号Vsh(00000状态)与整流输出信号Vrect(00001状态)进行比较，并作出判断以计数信号Vcount输出结果，C1信号在采样保持时钟信号CLK2的下降沿翻转；T2-T3阶段，对差分整流器的输出进行采样，采样保持信号Vsh为00001状态；T3-T4阶段，差分整流器的输出调整为整流输出信号Vrect(00010状态)；在T4时刻，将采样保持信号Vsh(00000状态)与整流输出信号Vrect(00001状态)进行比较，并作出判断以计数信号Vcount输出结果；下面阶段依次循环上述过程，即在T6时刻，将采样保持信号Vsh(00010状态)与整流输出信号Vrect(00011状态)进行比较；在T8时刻，将采样保持信号Vsh(00011状态)与整流输出信号Vrect(00100状态)进行比较；在T10时刻，将采样保持信号Vsh(00100状态)与整流输出信号Vrect(00101状态)进行比较；在T12时刻，将采样保持信号Vsh(00101状态)与整流输出电压Vrect(00110状态)进行比较。在T12时刻，采样保持信号Vsh(00101状态)高于整流输出信号Vrect(00110状态)，判断差分整流器的输出降低，计数信号Vcount停止翻转，并产生调整结束使能信号VEN3，关闭阻抗自适应调节模块，仅保留五位计数器输出信号(五位二进制控制信号)，完成对CTC结构开关电容阵列的调节，达到最佳整流输出电压。

至此，能量传输达到最优状态，以下为后续储能电容C12继续充电过程，由于通过负载隔离及充放电控制模块隔离负载电路，此时负载隔离及充放电控制模块的负载与阻抗自适应调节模块的负载基本一致，负载变化对之前最佳匹配效果影响不大，从而保证了开关k打开后切换状态，阻抗自适应调节模块锁定的匹配效果仍然处在最佳匹配点；之后在阻抗自适应调节模块的使能信号的控制下，整流输出信号Vrect为储能电容C12快速充电，负载隔离及充放电控制模块监测储能电容C12的储能电压值，当达到既定电压值之后开启后级电路产生输出电压VDC，提供给低压差的线性稳压模块；在电压VDC的驱动下，所述线性稳压模块中的电流基准和电压基准分别产生不受电源电压变化且不受温度变化的基准电流和基准电压，提供给后续的误差放大单元，通过调整管和反馈网络，继而产生稳定的电源输出Vout，完成了对获取到能量的合理利用，最大程度利用所获取到的能量，并产生稳定的电源电压VDD。

在本发明一种基于能量管理的射频能量采集系统中，阻抗自适应阻抗调节过程是通过检测差分整流器输出电压，继而调节射频前端阻抗；实现差分天线和射频前端的最大能量传输；此外，本发明针对高灵敏度高Q值的标签芯片，采用直接阻抗共轭的方式进行天线阻抗和射频前端阻抗协同设计，减少了额外匹配50Ω天线的匹配网络；由于标签芯片的阻抗Q值较高，其阻抗变化对差分整流器输出更为敏感，在受到工艺、温度、环境等的外界影响下进行自适应调节，确保天线和射频前端阻抗处于最佳匹配状态。还需说明，本发明对收集到的能量进行了有效的管理，通过加入负载隔离及充放电控制模块隔离后级电路负载，其负载变化和状态切换过程避免了负载变化导致匹配失效的问题，从而保证了开关k打开后切换状态，阻抗自适应调节模块锁定的匹配效果仍然处在最佳匹配点；因为储能电容采用能量管理充放电的工作方式，本发明所示还需要线性稳压电路，产生稳定为电源输出。本发明涉及射频前端是无源标签最基础，最关键的部分，它为整个标签系统进行供能，是实现远距离无源标签的前提和关键。

通过以上解释说明，本发明的优点总结如下：

1.采用直接阻抗共轭的方式进行天线阻抗和射频前端阻抗协同设计，移除了额外匹配50Ω的匹配网络，减少了匹配时的差损。

2.阻抗自适应调节电路的功耗和差损极低，远低于匹配网络的差损，自适应阻抗调整算法具有逻辑简单但不失严谨的特点，在满足功能的前提下，功耗极低，而且只需要一次调整过程，便可以将标签阻抗调整到最佳，并且在调整完之后，阻抗自适应调节模块关闭，只保留计数器输出数据，极大降低标签工作的功耗。

3.阻抗自适应调节模块的工作电压很低，能够在很低电压下开始工作进行调整，更好的适应了高灵敏度、远距离标签工作环境。

4.本发明中阻抗调节的次数可调，调节次数多，调节精度高，可调范围大。

5.本发明通过合理设计阻抗自适应调节模块和负载隔离及充放电控制模块之间的衔接，通过负载隔离及充放电控制模块隔离后级电路大电流负载，保证了电路阻抗始终处于最佳匹配状态。通过合理控制开关K的开启时间，先进行预充电操作，解决电路切换状态时电压不稳的问题，之后将射频前端与天线调整到最佳传输效率再为后级储能电容C12继续充电，加快了充电速度，并且实现了对获取到的能量的高效利用；

6.本发明所有电路均使用标准CMOS工艺，实现所有电路片上集成，降低生产成本，批量生产。

基于上述一种基于能量管理的射频能量采集系统，本发明还提供一种无源射频标签。

如图11所示，一种无源射频标签，包括如上述所述的基于能量管理的射频能量采集系统，所述无源射频标签还包括模拟前端、EEPROM和数字基带；

所述线性稳压模块的输出与所述模拟前端连接，所述模拟前端分别与所述EEPROM以及所述数字基带连接，所述EEPROM与所述数字基带连接；

所述模拟前端，其用于在所述线性稳压模块输出的电源电压的驱动下，为所述EEPROM以及所述数字基带提供稳定的电源输出、基准输出、时钟信号和复位信号；其还用于接收所述天线发射的RF信号，并对天线发射的RF信号进行解调生成基带信号，并将基带信号送至数字基带；

所述数字基带，其用于对基带信号进行命令解析生成对应的指令和参数；

所述EEPROM，其用于根据指令和参数为所述数字基带提供对应的数据读写操作，并根据指令和参数向所述数字基带返回相应的读写操作数据；

所述数字基带，其还用于将所述EEPROM返回的读写操作数据和/或数字基带内部数据传送至模拟前端；

所述模拟前端，其还用于对所述数字基带传送过来的读写操作数据和/或数字基带内部数据进行调制，并将调制后的读写操作数据和/或数字基带内部数据发送至天线。

具体的，如图12所示，所述数字基带包括功耗管理模块、解码模块、初始化模块、MTP控制模块、分频模块、随机数产生模块、命令解析模块、主状态机模块和输出控制模块。后续的模拟前端在上述线性稳压模块输出的电源电压下，产生相应的时钟信号、复位信号、电源电压和数据输入信号，并提供给数字基带，通过EEPORM进行数据交换和指令操作，将数字基带处理的信息传输到模拟前端，通过模拟前端的调制电路进行信息传输。

具体的，所述数字基带各部分功能进行说明：解码模块对PIE码进行解析，识别出帧头和数据，提取出帧头中的RTcal参数和TRcal参数的长度信息，并对数据进行解码，区分出数据0和数据1；命令解析模块从解码模块解析出的0和1是数据流中识别出命令类型，以及该命令所携带的参数，并完成命令的CRC校验。对于SELECT命令，还需进行存储器读操作，完成MASK的匹配；主机状态模块根据标签当前所处的状态以及接收到的命令完成状态跳转以及盘存标志flagd的翻转和随机数的更新，还要给出返回数据需要的输出类型编码信息；MTP控制模块根据命令读写存储器的需要，按照MTP文档的规定，完成相关接口信号的时序控制；输出控制模块根据标签主状态机模块给出的输出类型编码信息，准备好待返回数据，并对其进行FM0或Miller编码输出；功耗管理模块是整体基带的控制核心，根据处理流程需要控制不同模块工作的开启和关闭，产生对应模块工作的使能信号，生成对应模块工作的门控时钟，降低整体功耗；分频模块对模拟前端提供的1.92MHz主时钟进行分频，产生需要的全局时钟DOUB_BLF，MTP写控制时钟60kHz以及控制返回速率的data_clk时钟；初始化模块在标签上电后，完成一系列的初始化操作，如读出EPC计算CRC16，读出标签状态字等操作；随机数产生模块经上电计算出的CRC16作为种子，移位产生协议需要的伪随机数。

本发明一种无源射频标签利用协同耦合的方式将天线与射频前端进行共轭匹配，直接耦合匹配天线和射频前端，使其达到最佳匹配点或附近，无需标准50欧姆匹配，减小能量损耗；由于存在负载隔离及充放电控制模块，其可以将负载隔离，负载隔离及充放电控制模块的负载与阻抗自适应调节模块的负载基本保持一致，保证在通过开关K进行状态转换后，天线与射频前端仍处于最佳匹配状态，为储能电容C12快速充电，节省储能时间；储能电容C12采用预充电的方式，避免了开关K切换过程电源不稳定的影响，同时在线性稳压模块的稳压下，可以为后续电路提供稳定的电源电压；检测电容C11的容值小于储能电容C12的容值，其好处是阻抗自适应调节模块在检测电容C11充电到一定程度就可以单独工作，调节匹配，实现更高效率的给储能电容C12充电，阻抗自适应调节模块由于不受限于储能电容C12的充电程度，所以它能够缩短工作启动时间，另外，检测电容C11的容值设定较小，方便短时间内检测整流输出信号的变化。因此，本发明可以解决在一定阻抗范围内因为工艺、环境等因素的影响下阻抗的失配情况，自适应调整电路阻抗达到与天线的共轭匹配，且无需额外电感元件，有利于芯片内集成，实现最大功率收集与能量利用，提高无源标签的灵敏度和工作距离。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。