具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施案例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施案例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明实施例提供的同步相量测量单元的运行示意图如图1所示，本发明实施例提供的一种低成本、高精度的同步相量测量单元，旨在满足配电网的发展对PMU大规模部署的需求。本发明的同步相量测量单元，为了达到低成本的目的，采用了非离散傅里叶变换的方法实现对配电网的交流电压、交流电流相量的幅值、频率和相位的高精度测量。其中：三相被测电压信号u_A、u_B、u_C的公共端为u_N，它们来自配电网母线电压互感器的二次侧，如果对应的母线运行电压等于电压互感器一次绕组的额定电压，则u_A、u_B、u_C、u_N之间的线电压有效值为100V，相电压有效值为三相被测电流信号i_A、i_B、i_C的公共端为i_N，它们来自配电网支路电流互感器的二次侧，如果对应的支路运行电流等于电流互感器一次绕组的额定电流，则i_A、i_B、i_C的有效值为5A。

第一，采用有源文氏桥滤波电路对本发明的配电网PMU内置的电压互感器的二次侧输出的电压信号，以及内置的电流互感器二次侧输出的电流信号经过I/V转换后得到的电压信号，进行滤波处理。

第二，采用斯密特触发器电路对经过有源文氏桥滤波电路滤波后的电压信号进行整形以获得包含被测电压信号、电流信号的频率和相位信息的方波电压信号。

第三，采用单相有源全波整流电路对经过有源文氏桥滤波电路滤波后的电压信号进行全波整流；并且，采用带反向逆止二极管的RC滤波电路对全波整流后的电压信号进行滤波处理，以获得包含被测电压信号、电流信号的幅值信息的含纹波的直流电压信号。

第四，采用含单个光电耦合器的同步时间脉冲接口电路实现对来自时间同步装置的同步时间脉冲信号的输入。

第五，将包含被测三相交流电压信号、三相交流电流信号的频率和相位信息的6路方波电压信号与同步时间脉冲信号接入微处理器的信号捕获输入端；微处理器中的软件采用信号边沿时间差检测法来同步计算被测的三相交流电压信号、三相交流电流信号的频率和相位。

第六，采用8通道、16位串行模数转换器ADC(Analog-to-Digital Converter，ADC)对包含被测三相交流电压信号、三相交流电流信号幅值信息的6路含纹波的直流电压信号进行采样周期固定为T_S的连续采样；微处理器中的软件对长度等于被测交流信号周期T的1个时间窗内获得的含纹波的直流电压信号的N个采样值进行求平均值计算，并针对T经常不能被T_S整除的实际情况，采用了一种修正方法对所求得的N个采样值的平均值加以修正，以得到修正后的平均值；进一步通过建立被测交流信号幅值与修正后的平均值之间关系的数学模型来求取被测交流信号的幅值。

第七，将微处理器的通用异步串行收发器UART(Universal AsynchronousReceiver/Transmitter，UART)加上通信接口电路作为本发明配电网PMU的与外部设备进行数据交换的通信接口。

采用上述技术手段，本发明实施例提供的同步相量测量单元无需采用较为昂贵的ADC和微处理器芯片即可实现对配电网三相交流电压、三相交流电流的幅值、频率和相位的高精度同步测量，造价低廉，适合在配电网大规模部署。

本发明的同步相量测量单元，包含有源文氏桥滤波电路、斯密特触发器电路、有源单相全波整流电路、带反向逆止二极管的RC滤波器电路、同步时间脉冲接口电路、串行模数转换器、微处理器和通信接口电路。

本发明实施例提供的有源文氏桥滤波电路的原理图如图2所示。所述有源文氏桥滤波电路的工作电源采用正、负电压对称的三端直流电源，其中，正电源为VCC、电源参考地为0V、负电源为VSS。所述有源文氏桥滤波电路所用元器件型号分别为，运算放大器U₁为OP07，二极管D₁、D₂为1N4148，输入端口串联电阻R₁的电阻值为31kΩ、电容C₁的电容值为0.1uf，输出端口并联的电阻R₂的电阻值为62kΩ、电容C₂的电容值为0.05uf，直流电源VCC、VSS分别为+12V和-12V。所述有源文氏桥滤波电路的元件连接方式为：电阻R₁的一端连接输入信号u_i，另一端与二极管D₁的阴极、二极管D₂的阳极及电容C₁的一端连接在一起；二极管D₁的阳极连接正电源VCC，二极管D₂的阴极连接负电源VSS；电容C₁的另一端、电容C₂的一端及电阻R₂的一端连接运算放大器U₁的反相输入端，运算放大器U₁的正相输入端接至电源参考0V；电容C₂的另一端和电阻R₂的另一端与运算放大器U₁的输出端接在一起；经所述有源文氏桥滤波电路滤波后的电压信号为u_o。

所述有源文氏桥滤波电路的传递函数如下式所示：

根据本发明实施例提供的实际参数，本发明的配电网PMU选择有源文氏桥滤波电路的中心频率对应于额定频率为50Hz的配电网ω₀＝100π，由于配电网在实际运行时，其频率不一定刚好等于额定频率，所以，当配电网实际运行的频率偏离额定频率时，上述表征的传递函数存在幅度衰减，同时相位也偏离180°。本发明实施例的配电网PMU采用成本最低的常用修正方法，具体实施例如下:根据传递函数可得在50HZ附近有源文氏桥滤波电路的幅频特性和相频特性，如表1和表2所示。

表1 f₀＝50Hz，有源文氏桥滤波电路在f₀附近的幅频特性

有源文氏桥滤波电路在f₀附近的幅频特性曲线如图3所示。表2为带通滤波器在f₀附近的相频特性。

表2 f₀＝50Hz，有源文氏桥滤波电路在f₀附近的相频特性

有源文氏桥滤波电路在f₀附近的相频特性曲线如图4所示。根据表1和表2及幅频和相频特性曲线可知，在f₀附近范围内，该滤波器的增益变化始终在0.5％以内，增益近乎为1，可以不考虑对幅值进行补偿，但是相位变化幅度较大，45Hz和50Hz的相移相差了6.026°，应按照相应频率进行相位补偿，可以采用插值的方法或者查表的方法对相位进行软件补偿，从而保证相位的高精度测量。

假设A相、B相、C相的实际电压相量分别为U_A∠θ_A、U_B∠θ_B、U_C∠θ_C，即为滤波器的输入信号，而由微处理器计算求得的A相、B相、C相的电压相量分别为U'_A∠θ'_A、U'_B∠θ'_B、U'_C∠θ'_C，即为经过滤波器后的输出信号，由于滤波器造成的相移电角度为而幅值误差很小可忽略，因此满足以下关系：

U_A＝U'_A,U_B＝U'_B,U_C＝U'_C

可知，只要将求得的A、B、C三相电压相量的相位θ'_A,θ'_B,θ'_C进行软件补偿，即分别减去相移电角度即可得到A、B、C三相电压的实际相位θ_A,θ_B,θ_C，从而得到实际的A、B、C三相电压相量U_A∠θ_A、U_B∠θ_B、U_C∠θ_C。

本发明实施例提供的斯密特触发器电路的原理图如图5所示。所述斯密特触发器电路，所用元器件型号分别为，比较器U₂为LM339，二极管D₃为1N4148，比较器输入端电阻、上拉电阻、平衡电阻、反馈电阻的阻值分别为，R₃为1kΩ，R₄为5.1kΩ，R₅为1kΩ，R₆为102kΩ，输出端口并联电阻的阻值分别为，R₇为5.1kΩ，R₈为6.8kΩ，直流电源VCC、VSS分别为±12V。所述斯密特触发器电路的连接方式为，电阻R₃的一端连接滤波后的输入信号u_s，另一端连接比较器U₂的输入端口低电平节点，比较器U₂的正电源输入节点、负电源输入节点分别连接直流电源VCC的正极及直流电源VSS的负极，电阻R₄的一端连接直流电源VCC的正极，电阻R₄的另一端连接电阻R₆的一端及二极管D₃的阳极，电阻R₆的另一端连接电阻R₅的一端及比较器U₂的输入端口高电平节点，二极管D₃的阴极连接电阻R₇、R₈的一端,电阻R₅、R₇、R₈的另一端共同连接参考地，整形后的测量信号u_sp从二极管D₃、电阻R₇、R₈的公共端输出。

所述斯密特触发器电路的工作原理为，当输入电压信号u_s大于正门限电压u₊时，运算放大器输出u_sk从u_skmax跳变为u_skmin；当u_s小于负门限电压u_-时，运算放大器输出u_sk从u_skmin跳变为u_skma，其中，正门限电压为u₊＝β·u_skmax＝R₅/(R₅+R₆)·u_skmax，负门限电压为u-＝β·u_skmin＝R₅/(R₅+R₆)·u_skmin。此外，通过二极管将u_sk的负电平拦截，当u_sk为正电平时，u_sp为正电平，当u_sk为负电平时，u_sp被下拉到零电平，从而形成只有正电平和零电平的正极性方波电压信号。

本发明实施例提供的有源单相全波整流电路、带反向逆止二极管的RC滤波器电路的原理图如图6所示。所述有源单相全波整流电路、带反向逆止二极管的RC滤波器电路，所用元器件型号分别为，运算放大器U₃为OP07，二极管D₄、D₅、D₆、D₇、D₈为1N4007，电路输入端电阻R₉的电阻值为10kΩ，运算放大器输入输出端电阻的阻值分别为，R₁₀、R₁₁、R₁₂为10kΩ，R₁₃为100Ω，电路输出端并联滤波电阻R₁₄的电阻值为10kΩ，滤波电容C₃的电容值为4.7uf，直流电压源VCC、VSS分别为±12V。所述有源单相全波整流电路、带反向逆止二极管的RC滤波器电路的连接方式为，电阻R₉的一端连接滤波后的输入信号u_s，另一端分别连接二极管D₄的阴极及二极管D₅的阳极，二极管D₄的阳极分别连接运算放大器U₃的输入端口低电平节点、电阻R₁₀的一端、二极管D₆的阳极及二极管D₇的阴极，二极管D₅的阴极分别连接运算放大器U₃的输入端口高电平节点及电阻R₁₁的一端，运算放大器U₃的正电源输入节点、负电源输入节点分别连接直流电源VCC的正极及直流电源VSS的负极，电阻R₁₀、R₁₁的另一端共同连接参考地，二极管D₆、D₇的另一端共同连接电阻R₁₂的一端，电阻R₁₂的另一端分别连接运算放大器U₃的输出节点及电阻R₁₃的一端，电阻R₁₃的另一端连接二极管D₈的阳极，二极管D₈的阴极连接电容C₃的一端及电阻R₁₄的一端，电容C₃和电阻R₁₄的另一端共同连接参考地，全波整流后的测量信号u_o从二极管D₈、电容C₃、电阻R₁₄的公共端输出。

所述有源单相全波整流电路、带反向逆止二极管的RC滤波器电路的工作原理为，输入交流电压信号u_s的正半波信号通过电阻R₉、二极管D₅、电阻R₁₁与参考地形成回路，根据运算放大器虚短虚断特性，运算放大器U₃的输入端口高电平节点和低电平节点电压相等，当电路满足R₉＝R₁₀＝R₁₁＝R₁₂时，经过有源单相全波整流电路的输出电压信号u_sq通过电阻R₁₂、二极管D₇和电阻R₁₀与参考地形成的回路与输入交流电压信号u_s的正半波信号通过电阻R₉、二极管D₅、电阻R₁₁与参考地形成的回路完全等效，此时，输出电压信号u_sq与输入交流电压信号u_s的正半波信号完全相等；当输入交流电压信号u_s为负半波信号时，此时二极管D₅截止，运算放大器U₃的输入端口高电平节点为参考地电位。根据运算放大器虚短虚断特性，U₃的输入端口低电平节点同样为参考地电位，当电路满足R₉＝R₁₂时，输入交流电压信号u_s通过电阻R₉、二极管D₄、二极管D₇、电阻R₁₂与输出电压信号u_sq形成的回路完全对称，因此，此时输出电压信号u_sq为输入交流电压信号u_s的负半波信号翻转后的正半波信号。有源单相全波整流电路中的二极管D₆作为电路抗干扰二极管，在二极管D₇截止且电路出现干扰信号时，输出电压信号u_sq中不会因为D₇截止而出现被放大较多的干扰信号，二极管D₆能够保证干扰信号对输出电压信号u_sq的影响降到最低。

由上述描述可知，输入交流电压信号u_s经过有源单相全波整流电路被整流为单方向全波整流电压信号u_sq，u_sq即为将u_s的正半周保持不变，负半周翻转为正得到的，是单一方向且脉动较大的全波电压信号。此时若负载仅为电阻性负载R，那么输出电压信号u_o也为脉动较大的全波直流电压信号，而单方向全波整流电压信号u_sq经过带反向逆止二极管的RC滤波器电路后，将使得原先脉动较大的全波直流电压波形变得平滑，降低了脉动成分，且输出电压u_o的平均值得到了提高。二极管D₈起到反向逆止的作用，使得滤波电容C₃只能与R₁₄形成放电回路，不会出现反向逆变的情况。

本发明实施例提供的同步时间脉冲接口电路的原理图如图7所示。所述同步时间脉冲接口电路，所用元器件型号分别为，二极管D₉为1N4148，光耦隔离元件OC₁的型号为TLP521-1，电路输入端电阻R₁₅的电阻值为510Ω，电路输出端电阻R₁₆的电阻值为10kΩ，直流电压源VDD为+5V。所述同步脉冲接口电路的连接方式为，电阻R₁₅的一端连接时间同步装置脉冲信号输出端，另一端连接二极管D₉的阴极及光耦隔离器件OC₁的输入端口高电平节点，二极管D₉的阳极、光耦隔离器件OC₁的输入端口低电平节点共同连接参考地，光耦隔离器件OC₁的输出端口高电平节点连接直流电压源VDD的正极，光耦隔离器件OC₁的输出端口低电平节点连接电阻R₁₆的一端，电阻R₁₆的另一端连接直流电源VDD的负极，输出脉冲电压u_o从光耦隔离器件OC₁和电阻R₁₆的公共端输出。

所述同步时间脉冲接口电路的工作原理为，时间同步装置发出同步时间信号，输出的正电平使得光耦隔离器件OC₁输入端口的发光二极管通过电流而发光，光耦隔离器件OC₁输出端口的光敏三极管受到光照后产生电流，集电极-发射极支路导通，使得R₁₆上产生相应的输出脉冲电压u_o。

本发明实施例提供的微处理器所用元器件型号为STM32F103，本发明实施例提供的同步相量测量单元的微处理器STM32F103软件所采用的信号过零检测法来计算被测的三相交流电压、三相交流电流的频率和相位的工作原理图如图8所示，其中，包含被测三相电压、电流信号频率和相位信息的方波电压信号与同步时间信号一起接入微处理器STM32F103的TIM2和TIM3的8个不同的信号捕获输入端，各捕获输入端将不停地检测捕获输入信号是否发生跳变，当其对应的捕获输入信号发生上升沿跳变时，该跳变时刻所对应的TIM定时器的计数值能够自动地被写入其捕获寄存器组，且被写入的计数值会按照时间顺序进行存放。各捕获模块不需要CPU干预，其工作过程是通过相应的时序电路来完成的。当捕获输入端捕获到信号跳变时，捕获模块则会给CPU发出一个中断请求信号，CPU接收到请求信号后，如果使能了捕获中断则通过中断响应读取捕获寄存器中的计数值，若没有使能捕获中断，则通过查询该请求信号读取寄存器中的计数值。在准确获得同步时间信号(…,t_m-1,t_m,…)和方波电压信号(…,t_n-2,t_n-1,t_n,t_n+1…),这两个时间序列后，进一步，可以得到被测电压、电流信号的频率和t_m时刻的相位为：

式中，f(t_n)为被测电压、电流信号的频率，T_sp(t_n)为方波电压信号的周期，θ(t_m)为被测电压、电流信号在t_m时刻的相位。根据上式可知，只要能够准确获得需要的时间差即t_m-t_n和t_n-t_n-1，则可计算得到被测信号的频率和相位。

本发明实施例提供的8通道、16位串行模数转换器所用元器件型号为MAX1300，串行模数转换器MAX1300的工作原理为，将包含被测三相交流电压、三相交流电流信号幅值信息的6路含纹波的直流电压信号进行固定采样周期T_S采样。

所述微处理器中软件求取被测交流信号的幅值的工作原理为，微处理器STM32F103首先对一个被测交流信号周期T长的时间窗内获得的含纹波的直流电压信号的N个采样值进行求平均值计算，并针对T经常不能被T_S整除的实际情况，采用了一种修正方法对求得的平均值加以修正。具体来讲，计算一个被测交流电压、电流信号在一个周期T内的采样点数为：

式中，N为N_T的整数部分，m为N_T的小数部分。当N+1采样点的采样值分别为f(0),f(1),f(2),...,f(N-2),f(N-1),f(N)，则直流电压信号的采样平均值U_oav为：

在得到直流电压信号的采样平均值U_oav后，考虑到有源单相全波整流和带反向逆止二极管的RC滤波器电路中存在二极管，二极管的导通压降的不确定性使得被测电压、电流信号的幅值U_m与直流电压信号的采样平均值U_oav之间不再符合理论表达式。因此，本发明利用板级的模拟/数字电路板仿真软件Multisim14.0搭建了与图6对应的仿真算例进行仿真，仿真算例中，输入幅值为4.5V，频率为工频的正弦波信号时，输入正弦波信号u_s，全波整流信号u_sp，输出信号u_o的仿真波形图如图9所示，与理论分析基本一致。进一步，通过改变输入正弦波信号u_s的幅值U_m，得到不同的输出直流电压信号u_o的平均值U_oav，以平均值U_oav作为自变量，输入信号幅值U_m作为因变量，可以用Matlab绘制得到关于U_m和U_oav的散点图，如图10所示，观察该散点图可知，幅值U_m和平均值U_oav两者的关系为线性关系。最后，采用最小二乘法对幅值U_m和平均值U_oav间的关系进行拟合，最小二乘法拟合的结果如图11所示，得到如下表达式：

U_m＝1.117×U_oav+0.4686

根据上式可知，代入直流电压信号的采样平均值U_oav就能计算得到被测电压、电流信号的幅值U_m。

本发明实施例提供的微处理器STM32F103内置有通用异步串行收发器，工作原理为，作为在内部通用数据总线负责将微处理器STM32F103计算得到的三相交流电压、三相交流电流信号的幅值、频率和相位传输至通信接口电路。

本发明实施例提供的通信接口电路，所用元器件型号为，通信接口芯片为MAX1480，通信接口电路的工作原理为，通信接口芯片MAX1480将微处理器STM32F103发出的含三相交流电压、三相交流电流信号的幅值、频率和相位信息的TTL电平转换为RS485串口电平，从而增加数据传输的距离、速率和抗干扰能力。

本说明书中未作详细描述的内容，属于本专业技术人员公知的现有技术。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进，均应包含在本发明的保护范围之内。