具体实施方式

为使发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对发明作进一步地详细描述。

如图1所示，为发明实施例中，提供的一种微弱电流测量装置，包括依序连接的I-V转换及放大电路1、模数转换电路2、单片机3和显示器4；其中，

I-V转换及放大电路1，用于根据待测微弱电流信号的类型，选择相应的I-V转换及放大电路转换电压信号并进行噪声抑制及信号放大处理；其中，待测微弱电流信号的类型包括纳安(nA)级微弱电流信号、皮安(pA)级微弱电流信号和飞安(fA)级微弱电流信号；I-V转换及放大电路1包括用于处理nA级微弱电流信号的nA级I-V转换及放大电路11、用于处理pA级微弱电流信号的pA级I-V转换及放大电路12和用于处理fA级微弱电流信号的fA级I-V转换及放大电路13；

模数转换电路2，用于将噪声抑制及信号放大处理后的电压信号转换为数字信号；

单片机3，用于对数字信号进行分析得到电压值，并根据电压值，在预设的电压与微弱电流映射表中，得到待测微弱电流信号的电流值；应当说明的是，电压与微弱电流映射表为预设定义的，并根据不同级别微弱电流大小来分别进行映射而得到的；

显示器4，用于显示待测微弱电流信号的电流值及其对应的电压值。

在本发明实施例中，由于待测微弱电流信号包括纳安(nA)级微弱电流信号、皮安(pA)级微弱电流信号和飞安(fA)级微弱电流信号等三种类型，使得I-V转换及放大电路1可以对nA级I-V转换及放大电路11、pA级I-V转换及放大电路12和fA级I-V转换及放大电路13进行灵活组合设计，即该I-V转换及放大电路1可以为nA级I-V转换及放大电路11、pA级I-V转换及放大电路12和fA级I-V转换及放大电路13之其中一种或多种组合。此时，nA级I-V转换及放大电路11、pA级I-V转换及放大电路12和fA级I-V转换及放大电路13的具体结构及连接关系设计如下：

(1)如图2所示，为nA级I-V转换及放大电路11的电路连接示意图。该nA级I-V转换及放大电路11包括依序连接的nA级I-V转换电路111、第一反相比例电压放大电路112和第一同相比例电压放大电路113；其中，

nA级I-V转换电路111包括第一运算放大器IC1和第一反馈电阻R1；其中，第一运算放大器IC1的同相输入端(+)接地，反相输入端(－)接入待测的纳安(nA)级微弱电流信号，输出端通过电阻R2连接第一反相比例电压放大电路112的反相输入端并还通过第一反馈电阻R1反向连接自身的反相输入端(－)；

第一反相比例电压放大电路112包括第二运算放大器IC2和第二反馈电阻R3；第二运算放大器IC2的同相输入端(+)通过第一分压电阻R4接地，反相输入端(－)通过电阻R2连接nA级I-V转换电路111中第一运算放大器IC1的输出端，第二运算放大器IC2的输出端通过电阻R5连接第一同相比例电压放大电路113的反相输入端并还通过第二反馈电阻R3反向连接自身的反相输入端(－)；

第一同相比例电压放大电路113包括第三运算放大器IC3和第三反馈电阻R7；第三运算放大器IC3的同相输入端(+)通过电阻R5连接反相比例电压放大电路112中第二运算放大器IC2的输出端，反相输入端(－)通过第二分压电阻R6接地，第三运算放大器IC3的输出端与模数转换电路2的输入端相连并还通过第三反馈电阻R7反向连接自身的反相输入端(－)。

其中，第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2和第三运算放大器IC3的结构相同，均为AD8603型运算放大器芯片；第一反相比例电压放大电路112和第一同相比例电压放大电路113的放大倍数均为10倍。应当说明的是，AD8603型运算放大芯片因为有低失调电压和输入偏置电流这两个特别优异的特点，因此会在nA级I-V转换电路111中选择了小阻值高精度电阻构建的等效大阻值T型电阻作为反馈电阻，如第一反馈电阻R1＝20MΩ，即利用高值电阻作为反馈电阻的电流反馈型运放电路。

此时，在nA级I-V转换电路111中，输入的特别小的电流信号通过一个高阻值的反馈电阻将电流信号和电压信号进行互换，并由图2可知，输出的微弱电压是与待测纳安(nA)级电流相关的值，增益与电阻构成的反馈网络有关，由于是负反馈电路，待测纳安(nA)级电流从反相端输入，所以电压还与电流反相。

因为待测纳安(nA)级电流信号的电流I_i是一个非常小的电流，所以这让第一反馈电阻R1需要非常大，但是第一反馈电阻R1并不是越大越好，因为反馈电阻越大，会对整个电路产生很大的噪声，噪声会对微弱电流信号的检测产生巨大的干扰，导致运算放大器的稳定性降低；反馈电阻越大同时也会使电路的时间常数增大，这都会让全部电路的精确度以及灵敏度受到影响。

经过实验和调试选取了20MΩ作为第一反馈电阻R1的阻值。如果测量的电流为1nA，经过20MΩ的电阻作为反馈电阻，使得nA级I-V转换电路111转换产生的电压为-20mV，这个数值还是不满足后续的A/D转换的需求，所以还要进行电压放大。经过实验测试反映，放大倍数如果为10，电压放大电路的信噪比就会达到最高。本发明采用放大倍数为10的反相比例电压放大电路112和放大倍数为10的同相比例电压放大电路113，对于1nA的微弱电流信号通过nA级I-V转换电路111转换得到的电压信号经过这两个运放电路组成的多级电压放大电路可以得到2V的电压，这个数值可以方便后续处理。

(2)如图3所示，为pA级I-V转换及放大电路12的电路连接示意图。该pA级I-V转换及放大电路12包括依序连接的pA级I-V转换电路121、第二反相比例电压放大电路122、第一电压跟随电路123和第二同相比例电压放大电路124；其中，

pA级I-V转换电路121包括第四运算放大器IC4和第一T型电阻网络；其中，第四运算放大器IC4的同相输入端(+)接地，反相输入端(－)接入待测的皮安(pA)级电流信号，第四运算放大器IC4的输出端连接第二反相比例电压放大电路122的输入端并还通过第一T型反馈网络反向连接自身的反相输入端(－)；第一T型反馈网络包括电阻R8、电阻R9和第一电容C9；电阻R8的一端通过电阻R10接地，另一端连接第一电容C9的一端并与第四运算放大器IC4的反相输入端(－)相连；电阻R9的一端通过电阻R10接地，另一端连接第一电容C9的一端并与第四运算放大器IC4的输出端相连；

第二反相比例电压放大电路122包括第五运算放大器IC5和第四反馈电阻R12；第五运算放大器IC5的同相输入端(+)通过第三分压电阻R14接地，反相输入端(－)通过电阻R11连接pA级I-V转换电路121中第四运算放大器IC4的输出端，第五运算放大器IC5的输出端连接第一电压跟随电路123的输入端并还通过第四反馈电阻R12反向连接自身的反相输入端(－)；

第一电压跟随电路123包括第一隔离电阻R13和第六运算放大器IC6；第一隔离电阻R13的一端连接第二反相比例电压放大电路122中第五运算放大器IC5的输出端，另一端连接第二电容C10的一端并与第六运算放大器IC6的同相输入端(+)相连；第六运算放大器IC6的输出端通过电阻R15连接第二同相比例电压放大电路124的输入端并还反向连接自身的反相输入端(－)；

第二同相比例电压放大电路124包括第七运算放大器IC7和第五反馈电阻R17；第七运算放大器IC7的同相输入端(+)通过电阻R15连接第一电压跟随电路123中第六运算放大器IC6的输出端，反相输入端(－)通过第四分压电阻R16接地，第七运算放大器IC7的输出端与模数转换电路2的输入端相连并还通过第五反馈电阻R17反向连接自身的反相输入端(－)。

应当说明的是，在第二反相比例电压放大电路122和第二同相比例电压放大电路124之间设置第一电压跟随电路123，是用于隔离第二反相比例电压放大电路122的输出阻抗对第二同相比例电压放大电路124的输入阻抗的影响，也避免了此两级电路对pA级I-V转换电路12造成影响。

在本发明实施例中，第一电压跟随电路123还包括第一低通滤波电路；其中，第一低通滤波电路由第二电容C10组成，第二电容C10的一端接地，另一端连接于第一隔离电阻R13与第六运算放大器IC6的同相输入端(+)之间，这样可以抑制噪声对整个电路要测量的微弱电流信号的不利影响，提高电路要求的重要指标——信噪比。

在本发明实施例中，第四运算放大器IC4、所述第五运算放大器IC5、所述第六运算放大器IC6和所述第七运算放大器IC7的结构相同，均为AD8603型运算放大器芯片；第二反相比例电压放大电路122与所述第二同相比例电压放大电路124的放大倍数均为10倍。应当说明的是，AD8603型运算放大器因为有低失调电压和输入偏置电流这两个非常优异的特点，因此本发明在pA级I-V转换电路121中选择使用小阻值电阻构成等效大阻值的第一T型反馈网络，即由T型反馈网络代替反馈电阻，这种改进不仅确保了检测精度，还提高了检测的灵敏度，可以检测更加微弱的信号。在本发明实施例中，第一T型反馈网络中电阻R8＝200MΩ、电阻R9＝9.9kΩ、第一电容C9＝5pF，电阻R10＝100Ω。

在测量微弱电流信号的时候，需要放大效果良好的电路，反馈电阻就必须采用高阻值电阻，而高阻值的电阻就意味着有较高的热噪声，这就会对整个电路的高稳定性和高精确性产生很大的影响。在图3中，本发明的第一T型反馈网络可以有效地减小阻抗值，既降低了热噪声还提高了信噪比。而且，小阻抗比起大电阻来说，它的精度更高，稳定性更好，更有利于pA级I-V转换电路121对pA级电流信号的测量。

本发明实施例还在第一T型反馈网络中设置了第一电容C9，第一电容C9的作用为降低噪声对电路的影响，第一电容C9的值越大降低噪声的作用越明显。考虑到第一电容C9还是个积分电容，会降低电路的响应速度，所以取值并不是越大越好，通过合理分析，选择第一电容C9＝5pF。

同时，在两级电压放大电路(即第二反相比例电压放大电路122和第二同相比例电压放大电路124)之间加了一个第一电压跟随电路123。这个第一电压跟随电路123的作用为隔离第二反相比例电压放大电路122的输出电阻对第二同相比例电压放大电路124的输出电阻的影响，避免了此两级电路对pA级I-V转换电路121造成的不利影响。最后还在第一电压跟随电路123加了一个低通滤波(即第二电容C10)，是为了抑制噪声对整个pA级I-V转换电路12要测量的pA级电流信号的不利影响，提高电路要求的重要指标——信噪比。

(3)如图4所示，为fA级I-V转换及放大电路13的电路连接示意图。该fA级I-V转换及放大电路13包括依序连接的fA级I-V转换电路131、第三反相比例电压放大电路132、第二电压跟随电路133和第三同相比例电压放大电路134；其中，

fA级I-V转换电路131包括第八运算放大器IC8和第二T型反馈网络；其中，第八运算放大器IC8的同相输入端(+)接地，反相输入端(－)接入待测的飞安(fA)级电流信号，输出端通过电阻R21连接第三反相比例电压放大电路132的输入端并还通过第二T型反馈网络反向连接自身的反相输入端(－)；第二T型反馈网络包括电阻R18、电阻R19和第三电容C11；电阻R18的一端通过电阻R20接地，另一端连接第三电容C11的一端并与第八运算放大器IC8的反相输入端(－)相连；电阻R19的一端通过电阻R20接地，另一端连接第三电容C11的一端并与第八运算放大器IC8的输出端相连；

第三反相比例电压放大电路132包括第九运算放大器IC9和第六反馈电阻R23；第九运算放大器IC9的同相输入端(+)通过第五分压电阻R22接地，反相输入端(－)通过电阻R21连接fA级I-V转换电路131中第八运算放大器IC8的输出端，第九运算放大器IC9的输出端通过电阻R24连接第二电压跟随电路133的输入端并还通过第六反馈电阻R23反向连接自身的反相输入端(－)；

第二电压跟随电路133包括第二隔离电阻R24和第十运算放大器IC10；第二隔离电阻R24的一端连接第三反相比例电压放大电路132中第九运算放大器IC9的输出端，另一端连接第四电容C12的一端并与第十运算放大器IC10的同相输入端(+)相连；第十运算放大器IC10的输出端通过电阻R25连接第三同相比例电压放大电路134的输入端，并还反向连接自身的反相输入端(－)；

第三同相比例电压放大电路134包括第十一运算放大器IC11和第七反馈电阻R27；第十一运算放大器IC11的同相输入端(+)通过电阻R25连接第二电压跟随电路133中第十运算放大器IC10的输出端，反相输入端(－)通过第六分压电阻R26接地，第十一运算放大器IC11的输出端与模数转换电路2的输入端相连并还通过第七反馈电阻R27反向连接自身的反相输入端(－)。

在本发明实施例，图4中fA级I-V转换及放大电路13与图3中pA级I-V转换及放大电路12的结构及连接关系相同，只是具体元器件的设计参数根据所需测量的微弱电流信号的级别不同而不同，可以满足不同级别微弱电流信号的测量需求。

在本发明实施例中，第三反相比例电压放大电路132和第三同相比例电压放大电路134之间设置第二电压跟随电路133，目的是用于隔离第三反相比例电压放大电路132的输出电阻对第三同相比例电压放大电路134的输入电阻的影响，也避免了此两级电路对fA级I-V转换电路131造成的不利影响。同时，第二电压跟随电路133还包括第二低通滤波电路；其中，第二低通滤波电路由第四电容C12组成，第四电容C12的一端接地，另一端连接于第二隔离电阻R24与第十运算放大器IC10的同相输入端(+)之间，这样可以抑制噪声对整个fA级I-V转换及放大电路13要测量的fA级电流信号的不利影响，提高电路要求的重要指标——信噪比。

在本发明实施例中，所述第八运算放大器IC8、所述第九运算放大器IC9、所述第十运算放大器IC10和所述第十一运算放大器IC11的结构相同，均为AD549型运算放大器芯片；所述第三反相比例电压放大电路和所述第三同相比例电压放大电路的放大倍数均为10倍；应当说明的是，AD549运算放大器因为有低失调电压和输入偏置电流这两个非常优异的特点，因此本发明在fA级I-V转换电路131中选择了小阻值电阻构成等效大阻值的第二T型反馈网络，即由T型网络代替反馈电阻，这种改进不仅能够确保对fA级电流信号测量的精度，还能提高测量的灵敏度。同时，由于AD549运算放大器芯片的输入失调电压和漂移这两个影响运放性能的指标都是激光调节，更优于AD8063运算放大器芯片，因此适用于fA级电流信号检测的需求。在本发明实施例中，第二T型网络中电阻R18＝200MΩ、电阻R19＝99kΩ、第三电容C11＝5pF，电阻R20＝100Ω。

此时，在测量微弱电流信号的时候，为了达到良好的效果，反馈电阻必须采用高阻值电阻，而高阻值的电阻就意味着有较高的热噪声，这就会对整个fA级I-V转换及放大电路13的高稳定性和高精确性带来很大的影响。在图4中，本发明的第二T型网络构成了反馈网络，可以有效地减小阻抗的阻值，既降低了热噪声还提高了信噪比。而且，小电阻比大电阻的精度更高，稳定性更好，更有利于fA级I-V转换电路131对fA级电流信号的测量。本发明实施例还在反馈电阻上面加了第三电容C11，第三电容C11的作用为降低噪声对电路的不利影响，第三电容C11的值越大，降噪的作用就越明显。考虑到第三电容C11还是个积分电容，会降低电路的响应速度，所以取值并不是越大越好，通过合理分析，第三电容C11＝5pF比较适宜。

同时，在两级电压放大电路(即第三反相比例电压放大电路132和第三同相比例电压放大电路134)之间增加了一个第二电压跟随电路133。所述第二电压跟随电路133的作用为隔离第三反相比例电压放大电路132的输出电阻对第三同相比例电压放大电路134的输入电阻的影响，避免了此两级电路对fA级I-V转换电路131造成的不利影响。本发明还在第二电压跟随电路133增加了一个低通滤波(即第四电容C12)，是为了抑制噪声对整个fA级I-V转换电路13要测量的fA级电流信号的不利影响，提高电路要求的重要指标——信噪比。

如图5所示，为模数(A/D)转换电路、单片机和显示器三者的电路连接示意图。其中，A/D转换电路2选取ADC0808型A/D转换器，此为常用的一种逐次逼近型、分辨率为8位的A/D转换器。

单片机3选用ATC89C51型CPU芯片，是一款低电压高性能的CMOS8位微处理器，有可编程可擦除的2K字节闪存只读储存器。还有256字节的片内数据存储器、32位I/O口线，2个16位的定时器、1个5向量两级中断结构、片内振荡器和时钟电路。而且AT89C51型CPU可以下降到0Hz静态逻辑操作。不运行的时候CPU会终止运作，但是RAM、定时器、中断系统和串行通信口可以依旧运作。掉电保护模式的时候也会存储RAM里的内容，但是振荡器会被锁住不让其运行并且不允许其它任意部件运行，持续至硬件复位才结束。这些都是这种微处理器的优点，很符合本发明的要求。AT89C51型CPU的端口有VCC、GND，这是电源和接地端口。还有P0(有8位漏极开路可输入输出的I/O端口)、P1(有芯片拥有上拉电阻的8位可输入输出的I/O端口)、P2(有芯片拥有上拉电阻的8位可输入输出I/O端口)、P3(有芯片拥有上拉电阻的8位可输入输出的I/O端口)、RST(复位输入管脚，高电平有效)、/PSEN(决定启用外部程序存储器选择的选通端口)、XTAL1(反向振荡放大器的输入端口)、XTAL2(是与XTAL1对应的输出端口)。

显示器4采用7SEG-MPXA-CC型的液晶显示器(LCD)，其为常用的一种4位共阴极的7段数码管，高电平点亮，有8位输入端口，以及4位的数码管选通端口。

图5所实现的功能是将上一级电路得到的模拟电压信号输入到ADC0808型A/D转换器芯片IC9，转变成数字电压信号，再进行后续操作。IC9的时钟脉冲输入端(CLOCK)需要时钟信号不高于640kHz，一般是500kHz；而选用的CPU芯片IC8的振荡器频率为12MHz，而IC8中ALE端口的输出频率是振荡频率的六分之一，所以再通过四分频就可以产生500kHz的时钟信号。IC9中ADDC、ADDB、ADDA三个端口是三位地址的输入端口，它们的作用是选择8个输入中的一个通过。由于选择了IN0，所以这三个端口接地。芯片IC9运作时需要输入三位地址，并且让ALE等于1，让地址可以正常储存到地址锁存器之中，然后这个地址经过译码从8路模拟输入端口其中一个到后面的比较器。START端口输入脉冲信号的上升沿就会一次次逼近寄存器然后才能复位，而此信号的下降沿会开启A/D转换，在这期间EOC端口输出一直为低电平。当A/D转换成功，EOC端口将停止输出低电压转而输出高电压，结果数据存入锁存器。若要输出信号就需给OE端口输入一个高电平，这就可以打开输出三态门，让A/D转换结果顺利输出。

图5中电压显示电路的接线情况是CPU芯片IC8的P2.3、P2.4、P2.5、P2.6端口接芯片IC8的START、ALE、EOC、OE端口。IC8的8位I/O端口连接IC9的8位输出端，采用CPU芯片IC8的内部时钟时，在晶振与XTAL1、XTAL2端口连接12MHz的晶振，两个端口分别再通过一个电容接地，就可以产生需要的时钟信号，电容一般采用30pF或者33pF即可。EA端口为片外程序存储器访问允许信号，低电平适用，因为本电路只用到片内程序存储器，在此接高电平即可。IC8的P00～P08端口在外面连接8个上拉电阻，在此选择了RESPACK-8的排阻。另外，IC8的P00～P08端口连接LCD芯片的A、B、C、D、E、F、G、DP端口。而IC8的P1.3、P1.2、P1.1、P1.0这4个端口要连接4位数码管的选通口。最后通过软件程序可以在数码管显示A/D转换器输入的电压值。

如图6所示，为电源电路连接示意图。电源电路使用的芯片IC6、IC7是LM7805、LM7905型三端稳压集成电路，分别提供+5V、-5V电压，具有体积小、集成度高和负载调整率高等特点，而且电路内部还有过流管、过热管及调整管的保护电路。将220V交流电经过桥式整流电路、电容滤波再输入LM7805、LM7905芯片中，最后产生+5V、-5V电压，使用方便，安全可靠，价格适当。

对本发明实施例中的一种微弱电流测量装置进行仿真验证，具体为：经过仿真可得知，1nA电流转换得到的电压为-20mV，经放大和反相传输到模数转换电路2的电压值为2V，而经单片机3里的软件控制和处理，在四位数码管上显示的电压值为2V。nA级微弱电流信号的仿真测量结果，如表1所示：

表1

通过表1可见，待测微弱电流在1nA到10nA的范围内通过nA级I-V转换及放大电路11得到的转换电压值和理论值存在误差，但是都小于1％，在系统合理的误差范围之内。

经过仿真可得知，1pA的电流最后转化结果为2.02V，理论值为2V，误差仅约为1％并在合理范围之内，所以pA级微弱电流信号经过了降噪改进后也能较好地实现测量。pA级微弱电流信号的仿真测量结果，如表2所示：

表2

通过表2可见，待测微弱电流在1pA到10pA的范围内通过pA级I-V转换及放大电路12得到的转换电压值和理论值存在误差。相比于nA级I-V转换及放大电路，pA级I-V转换及放大电路得到的转换电压值与理论值相距更大，但是也都小于2％，在系统合理的误差范围之内。

经过仿真可以得知，10fA的电流最后的转换结果为2.02V，而理论值为2V，尽管误差较大但也在允许的测量误差范围内，所以fA级微弱电流信号经过了降噪的改进措施也能较好地实现测量。fA级微弱电流信号的仿真测量结果，如表3所示：

表3

通过表3可见，待测微弱电流在10fA到100fA通过fA级I-V转换及放大电路13得到的转换电压值和理论值虽存在较大的误差，但也能在合理范围内检测到电流。

实施本发明，具有如下有益效果：

本发明基于跨阻抗法进行微弱电流检测，使得待测微弱电流信号转换成容易测量的电压信号，从而通过测量电压信号来反推微弱电流信号的大小，同时在I-V转换及放大电路中利用高值电阻作为反馈电阻或使用小阻值构成的大阻值T型反馈网络为反馈电阻来降噪，且进一步放大信号和抑制噪声，以便后续信号数据快速处理，从而克服了现有微弱电流检测方法存在的问题，且噪声小、响应时间快，信号处理快速。

以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当然不能以此来限定发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。